Принцип последовательной стабилизации напряжения состоит в том, что формируется постоянное напряжение, минимальное значение которого превышает требуемый уровень стабилизированного напряжения. Разность этих напряжений падает на мощном регулирующем транзисторе, который включается последовательно с нагрузкой. Мощность, рассеиваемая на регулирующем транзисторе, является достаточно большой. Это определяет относительно невысокий, особенно при стабилизации малых напряжений, коэффициент полезного действия, часто не превышающий 50%.

Существенно больших значений коэффициента полезного действия стабилизатора напряжения можно достичь, если регулирующий постоянное напряжение транзистор заменить импульсным коммутатором. Среднее значение выходного напряжения в такой схеме регулируется тем, что коммутатор периодически открывается и закрывается, а отношение времени его открытого состояния к периоду повторения может регулироваться. После коммутатора в такую схему включается фильтр, сглаживающий пульсации выходного напряжения. Чтобы не возникало потерь мощности, используют, как правило, фильтры LC-типа. Описанный принцип предусматривает включение коммутатора в цепь вторичной обмотки сетевого трансформатора, поэтому такие стабилизаторы напряжения называют вторичными.

В сетевых источниках питания следует учитывать мощность потерь силового трансформатора. Она может быть существенно снижена, если рабочая частота трансформатора составляет несколько килогерц, так как при этом его обмотки имеют меньшее число вигков. Сетевое напряжение выпрямляется и сглаживается непосредственно на первичной стороне, а затем с помощью транзисторного коммутатора преобразуется в высокочастотное переменное напряжение, которое и подается на соответственно рассчитанный силовой трансформатор. Для стабилизации выпрямленного сетевого напряжения на первичной стороне силового трансформатора используют импульсный транзисторный регулятор с изменяемой длительностью включения коммутатора. Такие стабилизаторы называют первичными. Они имеют высокий коэффициент полезного действия, доходящий до 80%. Еще одно преимущество таких источников питания состоит в том, что значительно снижаются габариты и вес используемых в них силовых трансформаторов.

16.5.1. ВТОРИЧНЫЙ ИМПУЛЬСНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ

На рис. 16.30 показана принципиальная схема регулирования выходного напряжения с помощью импульсного стабилизатора. Транзистор Ту переключается с частотой около 20 кГц из полностью запертого в полностью открытое состояние. Диод D предотвращает появление высокого напряжения самоиндукции дросселя при закрывании транзистора, так как ток дросселя, замыкаясь через диод, может продолжать течь по нему. Таким образом, в течение времени, когда транзистор Т

Рис. 16.30. Принцип работы импульсного вторичного стабилизатора.

закрыт ток нагрузки обеспечивается не только за счет емкости конденсатора, но и за счет самоиндукции дросселя. Это обусловливает хорошее сглаживание выходного напряжения без потерь мощности.

На рис. 16.31 представлена блок-схема устройства управления стабилизатора. Оно осуществляет сравнение выходного напряжения с опорным; если выходное напряжение меньше опорного, то модулятор устройства управления увеличивает отношение времени открытого состояния транзистора к периоду тактового генератора для импульсов управляющего напряжения Частота импульсов управляющего напряжения остается при этом постоянной. Она задается тактовым генератором.

Для расчета импульсного регулятора напряжения выясним, как зависит от времени ток, протекающий через дроссель. При этом будем сначала исходить из того, что емкость конденсатора бесконечно велика и пульсации выходного напряжения поэтому равны нулю.

Рис. 16.31. Блок-схема устройства управления.

Согласно закону электромагнитной индукции

В течение времени, когда коммутирующий транзистор заперт,

Ток дросселя, таким образом, снижается линейно во времени:

В течение времени, когда коммутирующий транзистор открыт,

В это время ток дросселя возрастает также линейно во времени:

График зависимости тока дросселя от времени изображен на рис. 16.32.

Согласно формулам (16.17) и (16.18),

Рис. 16.32. Временная диаграмма напряжений и токов в импульсном стабилизаторе напряжения.

Из этого соотношения следует

Таким образом, выходное напряжение импульсного стабилизатора напряжения прямо пропорционально коэффициенту заполнения импульсов коммутатора и не зависит от выходного тока, пока

Ток через открытый коммутирующий транзистор равен сумме тока нагрузки и тока заряда конденсатора. Отношение

будет тем больше, чем меньше величина индуктивности дросселя Величину а следует ограничивать значением 1,2, чтобы не завышать требуемых параметров транзистора коммутатора. Для определения величины рассмотрим соотношение, очевидное из рис. 16.32,

где величина сопротивления нагрузки.

При конечной величине емкости конденсатора на выходе стабилизатора будут иметь место пульсации напряжения. Ток заряда конденсатора составляет

Периоды заряда и разряда конденсатора соответствуют на рис. 16.32 заштрихованным областям на графике тока Для величины напряжения пульсаций выходного напряжения справедливо следующее соотношение:

Подставив соответствующие выражения из формул (16.19) и (16.20), получим

Так как здесь не учитывается омическое сопротивление конденсатора, то фактически измеренная величина напряжения пульсаций окажется несколько превышающей рассчитанную величину.

В отличие от непрерывного последовательного стабилизатора напряжения средний ток, протекающий через коммутирующий транзистор, получается меньшим, чем выходной ток. Пренебрегая потерями, можно записать следующее соотношение баланса мощности

Отсюда следует, что

Расчет импульсного стабилизатора напряжения следует проиллюстрировать числовым примером. Допустим, что требуется стабилизированное напряжение 5 В при токе нагрузки 5 А. Нестабилизированное входное напряжение равно 10 В. Частота генератора возбуждения составляет Выберем в качестве коэффициента перерегулирования тока величину При этих параметрах из формулы (16.21) получим величину индуктивности дросселя Максимальная величина накапливаемой такой индуктивностью энергии составляет Эту величину необходимо знать для выбора сердечника дросселя.

Допустим, что напряжение пульсаций выходного напряжения не должно превышать Тогда из формулы (16.22) минимально необходимая величина емкости конденсатора С составит

Импульсный стабилизатор с повышением напряжения

В описанной выше схеме стабилизатора, которая изображена на рис. 16.30, выходное напряжение всегда ниже входного.

Рис. 16.33. Схема импульсного стабилизатора для повышения входного напряжения.

Рис. 16.34. Схема импульсного стабилизатора для получения отрицательного выходного напряжения при положительном входном напряжении.

Изменив расположение элементов в схеме, можно, используя свойство самоиндукции получить выходное напряжение большее, чем входное. Когда в схеме, изображенной на рис. 16.33, транзистор запирается, потенциал на его коллекторе поднимается до величины, превышающей входное напряжение. При этом через диод D заряжается конденсатор С. Как и при выводе соотношений (16.17) и (16.18), для величины выходного напряжения можно записать

Остальные параметры схемы получаются так же, как соответствующие параметры ранее рассмотренной цепи стабилизатора.

Импульсный стабилизатор с инвертированием напряжения

Использование явления самоиндукции позволяет также при помощи импульсного регулятора напряжения получить из положительного входного напряжения отрицательное выходное. Схема такого варианта стабилизатора представлена на рис. 16.34. Когда транзистор закрывается, вследствие явления самоиндукции на коллекторе транзистора появляется отрицательный потенциал. При этом диод D открывается, и конденсатор заряжается до некоторого отрицательного напряжения. Для величины выходного напряжения справедливо следующее соотношение:

Устройство управления для всех трех схем стабилизаторов одинаково. Оно может быть выполнено в виде монолитной интегральной схемы, например типа TL 497 фирмы Texas Instruments или фирмы Fairchild.

ИМПУЛЬСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
для питания многоуровневых инверторов

Юрий Кумаков , соискатель степени к.т.н., Саратовский государственный технический университет

Перспективным направлением в развитии вентильных преобразователей частоты на основе автономных инверторов напряжения является применение схем с многоуровневой модуляцией выходного напряжения. Об одной из разработок в этой области – инверторах напряжения с мультиуровневой модуляцией – Юрий Александрович Кумаков уже рассказывал в нашем журнале («Новости ЭлектроТехники» № 6(36) 2005).
При разработке и внедрении многоуровневых схем возникает необходимость одновременного получения нескольких уровней постоянного напряжения для питания инвертора. В сегодняшнем материале автор рассматривает вопросы, связанные с применением для этой цели импульсных регуляторов постоянного напряжения.

В последние годы схемы вентильных преобразователей частоты на базе автономных инверторов напряжения (АИН) с многоуровневой ступенчатой модуляцией (СМ) или многоуровневой широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) выходного напряжения получают всё более широкое распространение. С ростом числа уровней становится возможным формировать ступенчатое напряжение, которое аппроксимирует синусоидальное напряжение с точностью, определяемой числом уровней. В результате появляется возможность уменьшить потери мощности и снизить частоту ШИМ (если она применяется), а также существенно улучшить гармонический состав выходного напряжения АИН. Эти эффекты становятся более значимыми с увеличением числа уровней выходного напряжения . При разработке и внедрении многоуровневых схем появляется необходимость одновременного получения нескольких уровней постоянного напряжения для питания инвертора. В отдельных случаях этого удается достичь исключительно за счет схемных решений при использовании только одного источника питания (ИП) . В остальных случаях возникает необходимость одновременного применения нескольких ИП постоянного тока или напряжения.

СОВРЕМЕННЫЕ СПОСОБЫ ПИТАНИЯ АИН

Одним из перспективных направлений развития многоуровневых преобразователей стало использование многоячейковых структур. Каждая ячейка такой структуры состоит из однофазных мостовых преобразователей, выполненных на полностью управляемых ключах. Все ячейки соединяются последовательно на стороне переменного тока в каскады (преобразователи с такой схемой называются также каскадными). Ячейки получают питание от изолированных ИП постоянного тока, в общем случае имеющих разное напряжение .
Другим шагом стала разработка АИН с мультиуровневой модуляцией, большое число уровней выходного напряжения которых достигается за счет особого способа трансформаторного суммирования напряжений двух мостов. Однако АИН с мультиуровневой модуляцией также требуют наличия нескольких ИП. Например, АИН с 24-уровневой модуляцией требует трех, с 40-уровневой – четырех, с 60-уровневой – пяти ИП .
В некоторых случаях для этой цели можно использовать несколько двухобмоточных трансформаторов, каждый из которых соединен с неуправляемым выпрямителем. Этот способ вполне приемлем, однако стоимость подобного устройства может быть очень высокой.
Возможно и одновременное использование нескольких управляемых выпрямителей, имеющих на выходах разные уровни напряжения. Однако серьезным недостатком такого способа является импульсное потребление тока из входной сети, во многих случаях приводящее к искажению формы кривых напряжения и таким образом к ухудшению работы всех потребителей электроэнергии в той же сети. Эту проблему часто решают путем замены группы управляемых выпрямителей на группу импульсных регуляторов постоянного напряжения (ИРПН) 1 , питающихся от одного или от нескольких неуправляемых выпрямителей, снабженных LC-фильтром. Такой способ позволяет достичь потребления практически синусоидального тока из входной сети с cos j , близким к 1. Схемы с ИРПН имеют высокий КПД; наличие трансформаторов в них не требуется, однако по сравнению с трансформаторными ИП необходимы конденсаторы большой емкости как в самих ИРПН, так и в неуправляемом выпрямителе.

1 ИРПН также называют импульсными стабилизаторами напряжения (ИСН).

ТИПЫ ИРПН

Наиболее известными являются ИРПН трех типов:

• понижающего (U вых меньше U вх);
• повышающего (U вых больше U вх);
• инвертирующего (U вых имеет произвольную величину, но обратно U вх по знаку).

Все три типа ИРПН (рис. 1, а, б, в) состоят из индуктивности (накопительного дросселя) L, регулирующего транзистора T, работающего в ключевом режиме, блокировочного диода VD, фильтрующего конденсатора C, системы управления СУ, формирующей сигналы управления ключом T, а также вспомогательного вольтметра V. Отличия состоят в порядке включения в схему перечисленных элементов и соответственно в алгоритме управления, заложенном в СУ. Принципы их работы описаны, например, в .
Наибольшее распространение получил ИРПН понижающего типа, в котором накопительный дроссель L одновременно является элементом сглаживающего LC-фильтра. В ИРПН повышающего и инвертирующего типов дроссель L не участвует в сглаживании пульсации выходного напряжения, которое достигается только за счет увеличения емкости конденсатора С, что приводит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в целом.

Рис. 1
Схема ИРПН: а) понижающего типа,
б) повышающего типа,
в) инвертирующего типа

СРЕДСТВА УПРАВЛЕНИЯ ИРПН

Оптимальным алгоритмом управления ключом T для ИРПН любого типа является применение ШИМ, поскольку:

• обеспечиваются высокий КПД и оптимальная частота преобразования независимо от напряжения первичного источника питания Uвх и тока нагрузки;
• частота пульсации на нагрузке является неизменной, что имеет существенное значение для ряда потребителей электроэнергии;
• реализуется возможность одновременной синхронизации частот преобразования неограниченного числа ИРПН, что исключает опасность возникновения биений частот при питании нескольких ИРПН от общего первичного источника постоянного тока.

Последнее дает возможность питать несколько ИРПН от одного неуправляемого выпрямителя с LC-фильтром .
Вольтметр V и система управления (СУ) часто выполняются на аппаратной элементной базе. В таком случае эти два узла для каждого отдельного ИРПН включают в себя делитель напряжения, источник опорного напряжения, сравнивающий элемент, усилитель рассогласования, формирователь синхронизирующего напряжения (задающий генератор) и пороговое устройство, осуществляющее формирование модулированных по длительности импульсов.
Современная техника позволяет использовать в качестве СУ промышленный микроконтроллер (МК). На рынке МК можно найти кристаллы со встроенными аналого-цифровыми преобразователями (АЦП) и ШИМ-модуляторами. Тогда единственным элементом в цепи управления, помимо СУ, будет вольтметр V, представляющий собой делитель напряжения (или, в зависимости от возможностей выбранного кристалла, делитель напряжения и внешний АЦП).
Преимущества МК особенно очевидны, когда один МК обслуживает несколько ИРПН (что актуально в системе питания многоуровневого АИН). Тогда для каждого ИРПН независимыми элементами являются лишь делители напряжения, что приводит к снижению стоимости устройств. Плюсом МК является и возможность прямо в ходе работы гибко настраивать алгоритм управления одним или всеми ИРПН. Например, можно легко повысить или понизить частоту ШИМ в зависимости от чувствительности нагрузки к пульсациям выходного напряжения АИН.
Из-за высокой частоты нескольких ШИМ, скважность каждого импульса которых контролируется, дополнительные задачи возлагать на МК, управляющий несколькими ИРПН, нежелательно.

МЕТОДИКИ УПРАВЛЕНИЯ ИРПН

Традиционно управление ИРПН осуществляется таким образом, чтобы ток через дроссель L был непрерывным. Тогда внешние и регулировочные характеристики ИРПН при непрерывном токе являются линейными. При прерывистом токе они нелинейны, а регулировочные характеристики еще и неоднозначны. Кроме того, расчеты режима прерывистого тока более сложны, чем непрерывного. При выборе режима работы ИРПН для питания АИН необходимо учитывать, что для обеспечения режима непрерывного тока ИРПН индуктивность дросселя должна быть достаточно велика, причем её размер возрастает с уменьшением пульсаций входного тока и выходного напряжения. Однако спецификой АИН как нагрузки ИП является импульсный характер потребления тока со скачкообразным изменением от нуля до рабочего значения и наоборот, что обусловлено вентильным распределением энергии в инверторах напряжения. Накопление значительной энергии в дросселе может привести к всплескам выходного напряжения в моменты отключения вентиля и просадке напряжения в моменты его включения. Поэтому при питании АИН более оптимальным является режим прерывистого тока дросселя, для осуществления которого требуется меньшая индуктивность дросселя.
Итак, преимуществами прерывистого режима ИРПН являются: отсутствие всплесков напряжения при питании импульсной нагрузки и меньший номинал дросселя при том же значении максимального тока ИРПН, отсутствие колебаний выходного напряжения длительностью более одного-двух тактов ШИМ. Недостаток – увеличение емкости конденсатора C. Минусы, связанные с нелинейностью характеристик, при микропроцессорном управлении ИРПН большого значения не имеют.

РАСЧЕТ СХЕМ ДЛЯ РЕЖИМА ПРЕРЫВИСТОГО ТОКА

Исходными (задаваемыми) параметрами ИРПН являются входное и выходное напряжения ИРПН U вх и U вых, максимальный ток I max , потребляемый нагрузкой, и предельная величина пульсаций U вых при токе I max , которую можно обозначить D U max . При питании многоуровневого АИН значения U вх и U вых являются постоянными.
При реализации схемы ИРПН необходимо, отталкиваясь от значений этих четырех величин, рассчитать значения частоты переключения ключа T в режиме ШИМ T ШИМ, емкости конденсатора C, индуктивности дросселя L и найти оптимальный алгоритм расчета величины Q – скважности (коэффициента заполнения) импульса ШИМ, равной отношению времени открытия ключа T к длительности одного периода ШИМ. Поскольку величины T ШИМ, C и D U max непосредственно связаны между собой, то одна из величин TШИМ и C может быть задаваемой, а значение второй должно рассчитываться по заданному параметру и величине D U max .

РАСЧЕТ ЕМКОСТИ C И ЧАСТОТЫ T ШИМ

Из рис. 1 видно, что конденсатор C, формирующий выходное напряжение U вых и сглаживающий пульсации, обусловленные импульсным характером работы ключа, является одинаковым элементом ИРПН всех типов. Поэтому расчет емкости C или величины T ШИМ для ИРПН всех типов выполняется одинаково. При этом целесообразно отталкиваться от максимальной величины пульсаций выходного напряжения D U max в режиме прерывистого тока индуктивности. Для случая, когда задаваемой величиной является частота T ШИМ, а вычисляемой – C, емкость C можно рассчитать по формуле:

(1)

что является минимальной емкостью, при которой величины пульсаций напряжения при токе не выше номинального (I max) не превысят DUmax. Например, если для ИРПН мощностью 165 кВт (3,3 кВ, 50 А) взять D U max = 30 В (коэффициент пульсаций при этом составит менее 1%), а T ШИМ = 20 кГц, то величина C составит 83 мкФ.
Иногда размер емкости может быть искусственно увеличен, если она, помимо сглаживания пульсаций постоянного напряжения, используется для других целей. Например, выходные конденсаторы ИРПН могут использоваться также для возврата реактивной мощности нагрузки, питаемой АИН, как это сделано в мультиуровневых АИН . Существуют различные методики оценки емкости, необходимой для возврата реактивной мощности. Однако если рассчитанная по ним величина C превышает значение, полученное по формуле (1), то имеет место второй случай, когда величина C становится задаваемой. Тогда выгодно понизить частоту ШИМ до такого минимального значения, при котором пульсации выходного напряжения не превысят D U max . Это легко сделать, преобразовав формулу (1) к виду:

(2)

Стоит, однако, заметить, что увеличение емкости C сказывается на стоимости устройства. Поэтому в некоторых случаях, если это допустимо, целесообразно расчет C производить по формуле (1), а возврат реактивной мощности осуществлять не в емкость C, а во входную сеть. Для этого необходима схемная доработка ИРПН – добавление цепи, отвечающей за рекуперацию избыточной энергии. Два варианта доработки ИРПН понижающего типа до реверсивного по току рекуперативного ИРПН приведены на рис. 2.
В неуправляемом варианте (рис. 2, а) диод DR1 препятствует протеканию обратного тока через емкость, а диод DR2 направляет обратный ток в цепь источника питания. Такой вариант более прост в реализации, но имеет ряд недостатков, например, в некоторых случаях он может приводить к перенапряжениям нагрузки.
Более приемлемым является управляемый вариант (рис. 2, б). При превышении напряжением емкости C требуемого значения U вых система управления СУ с помощью управляемого ключа TR (при закрытом ключе T) производит накопление энергии в дросселе L, после чего при размыкании ключа накопленная энергия через диод DR поступает в сеть входного источника питания. Процесс повторяется с частотой, сравнимой с T ШИМ или равной ей, до тех пор, пока напряжение емкости не достигнет допустимых значений.

Рис. 2. Схемы рекуперативных ИРПН понижающего типа
а) неуправляемого,
б) управляемого

Расчет индуктивности L

Следующим шагом при расчете схем ИРПН является получение значения индуктивности L. Из рис. 1 следует, что для ИРПН понижающего типа как ток зарядки, так и ток разрядки дросселя L протекает на землю через емкость C. Для ИРПН повышающего и инвертирующего типов ток разрядки дросселя протекает через емкость, а ток зарядки – нет. Поэтому методики расчета величины L отличаются.

ИРПН повышающего и инвертирующего типов

Рассмотрим сначала расчет индуктивности L для ИРПН повышающего и инвертирующего типов. Допустим, емкость C, заряженную в текущий момент до напряжения U C , необходимо дозарядить за один период ШИМ до требуемого напряжения U вых. Разница заданного и текущего напряжений при этом составляет dU C = U вых – U C . Тогда величины L и Q для этих типов ИРПН в режиме прерывистого тока будут связаны приближенной формулой:

(3)

Предполагается, что за время замыкания ключа реальное значение входного напряжения U вх существенно не изменится, ток через индуктивность в момент замыкания ключа равен нулю, а величина dU C не превышает D U max , причем D U max значительно меньше требуемого выходного напряжения U вых. Полученная формула связывает величины Q и L, поэтому, чтобы выразить одну из этих величин, необходимо определить значение второй. Для того чтобы оценить значение L, зададим номинальную скважность Q 0 для некоторой величины (dU C) 0 (важно, чтобы выбранное значение Q 0 не приводило к переходу в режим непрерывного тока дросселя). Например, при отклонении (dU C) 0 = D U max скважность Q 0 можно выбрать равной 0,3 или 0,4. Тогда, определяя L из формулы (3), получаем окончательное выражение: Видно, что отличие формулы (5) от формулы (3) состоит в методике расчета величины K. Применяя метод оценки L, использованный для получения формулы (4), находим: Подставив в эту формулу значение L, рассчитанное соответственно по формуле (4) или (6), после сокращения получаем формулу для расчета скважности (коэффициента заполнения) импульса ШИМ:

(8)

Эта формула является регулировочной характеристикой ШИМ. Стоит сделать оговорку, что Q теоретически не может превышать 1, следовательно, если рассчитанное значение в какой-то момент превышает 1, необходимо принять его равным 1. На практике рекомендуется ограничить Q значением 0,7–0,9 для предотвращения чрезмерного нарастания тока через индуктивность (рис. 3).

Рис. 3. Зависимости Q от dU C при разных Q 0 .
Все (dU C) 0 = 1 В; Q max = 0,9

Как отмечалось выше, статическая регулировочная характеристика при непрерывном токе дросселя является линейной; при прерывистом токе, как видно из формулы (8) и рис. 3, она нелинейная, однако управляющий МК легко может хранить её в виде таблицы (достаточно 50–100 значений). ИП с таким алгоритмом управления хорошо переносит импульсную нагрузку, не давая просадки или всплеска напряжения в начале или в конце импульсов выходного тока. На рис. 4 представлены результаты моделирования установившегося режима в ИРПН понижающего типа.

Рис. 4. Процессы в ИРПН понижающего типа в установившемся режиме.
U вх = 180 В; U вых = 60 В; ток нагрузки 6 А; T ШИМ = 100 кГц

Особенности пуска ИРПН

Приведенные выше расчеты регулировочной характеристики пригодны лишь для установившегося режима работы ИРПН. Особым случаем является пуск ИРПН, при котором напряжение U C изначально равно нулю. В этом случае применение алгоритма для любого типа ИРПН приведет к чрезмерному накоплению энергии в дросселе L, что в свою очередь вызовет значительный всплеск напряжения емкости C после достижения на ней заданного значения U вых и отключения вентиля T.
Проблема решается двумя путями. Первый состоит в том, что после включения питания управляющий МК должен ограничить максимальную скважность Q max значениями 0,2–0,3 до тех пор, пока напряжение емкости не станет приблизительно равным U вых. Но лучший способ – запретить на время зарядки C работу АИН, добившись таким образом обнуления выходного тока, при этом Q 0 (при (dU C) 0 = D U max) на время зарядки C ограничивается значениями порядка 0,1 или менее.
На рис. 5 представлены результаты моделирования пуска ИРПН понижающего типа при отключенной нагрузке. Видно, что применение описанного алгоритма позволяет избежать сильного всплеска выходного напряжения и последующих колебаний выходного напряжения после достижения заданного значения U вых.
Процессы в реальных сетях могут отличаться от изображенных на рис. 5 в связи, например, с ограничением значения входного тока ИРПН. В последнем случае процесс зарядки емкости удлиняется.

Рис. 5. Процессы в ИРПН понижающего типа в режиме пуска без нагрузки и в момент после включения нагрузки.
U вх = 180 В; U вых = 60 В; ток нагрузки 6 А; T ШИМ = 10–5 с; Q 0 (пусковое) = 0,08; Q 0 (рабочее) = 0,6

Выводы

1. Все типы ИРПН пригодны для питания многоуровневых АИН. Тип ИРПН для питания конкретных АИН может выбираться исходя из соотношения U вх и U вых, а также из рассчитываемых индуктивностей дросселя L для разных модификаций ИРПН.
2. При питании многоуровневых АИН оптимальным является режим прерывистого тока дросселя, поскольку ИП на базе такого ИРПН лучше приспособлен для питания импульсной нагрузки (отсутствуют всплески и просадки выходного напряжения в начале и в конце импульсов выходного тока). Кроме того, режим прерывистого тока позволяет избежать нежелательных колебаний напряжения длительностью более одного-двух тактов ШИМ.
3. Управление несколькими ИРПН одного АИН целесообразно возлагать на один управляющий МК, оснащенный нужным числом АЦП и ШИМ-модуляторов. Управляющий МК должен предусматривать специальный режим пуска ИРПН с целью предотвращения перенапряжений нагрузки.

Литература

Бурман А.П., Розанов Ю.К., Шакарян Ю.Г. Перспективы применения в ЕЭС России гибких (управляемых) систем электропередачи переменного тока // Электротехника. – 2004. – № 8. – С. 30–36.
2. Лазарев Г. Л. Высоковольтные преобразователи для частотно-регулируемого электропривода. Построение различных систем // Новости ЭлектроТехники. – 2005. – № 2(32).
3. Кумаков Ю.А. Инверторы напряжения со ступенчатой модуляцией и активная фильтрация высших гармоник // Новости ЭлектроТехники. – 2005. – № 6(36).
4. Кумаков Ю.А. Инвертор напряжения с мультиуровневой модуляцией: Патент РФ на полезную модель: МПК8 Н 02 М 7/48 / Автор и заявитель Кумаков Ю.А.; заявка № 2006114517/17 от 27.04.2006.
5. Импульсные стабилизаторы // Электроника и микросхемотехника [Электронный ресурс]: Интернет-учебник / Винницкий гос. тех. ун-т, институт АЭКСУ, каф. МПА; под ред. к.т.н. Ю.В. Шабатуры. – http://faksu.vstu.vinnica.ua/SiteNEV/rus/erectronic_inter/ew2/ch2-3/12_4.htm.
6. Зиновьев Г.С. Основы силовой электроники: Учебник. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2000. – Ч. 2 – С. 9–31.

Регулировать напряжение питания мощных потребителей удобно с помощью регуляторов с широтно-импульсной модуляцией. Преимущество таких регуляторов заключается в том, что выходной транзистор работает в ключевом режиме, а значить имеет два состояния - открытое или закрытое. Известно, что наибольший нагрев транзистора происходит в полуоткрытом состоянии, что приводит к необходимости устанавливать его на радиатор большой площади и спасать его от перегрева.

Предлагаю простую схему ШИМ регулятора. Питается устройство от источника постоянного напряжения 12В. При указанном экземпляре транзистора, выдерживает ток до 10А.

Рассмотрим работу устройства: На транзисторах VT1 и VT2 собран мультивибратор с регулируемой скважностью импульсов. Частота следования импульсов около 7кГц. С коллектора транзистора VT2 импульсы поступают на ключевой транзистор VT3, который управляет нагрузкой. Скважность регулируется переменным резистором R4. При крайнем левом положении движка этого резистора, см. верхнюю диаграмму, импульсы на выходе устройства узкие, что свидетельствует о минимальной выходной мощности регулятора. При крайнем правом положении, см. нижнюю диаграмму, импульсы широкие, регулятор работает на полную мощность.

Диаграмма работы ШИМ в КТ1

С помощью данного регулятора можно управлять бытовыми лампами накаливания на 12 В, двигателем постоянного тока с изолированным корпусом. В случае применения регулятора в автомобиле, где минус соединён с корпусом, подключение следует выполнять через p-n-p транзистор, как показано на рисунке.
Детали: В генераторе могут работать практически любые низкочастотные транзисторы, например КТ315, КТ3102. Ключевой транзистор IRF3205, IRF9530. Транзистор p-n-p П210 заменим на КТ825, при этом нагрузку можно подключать на ток до 20А!

И в заключении следует сказать, что данный регулятор работает в моей машине с двигателем обогрева салона уже более двух лет.

Список радиоэлементов

Обозначение	Тип	Номинал	Количество	Примечание	Магазин	Мой блокнот
VT1, VT2	Биполярный транзистор	KTC3198	2			В блокнот
VT3	Полевой транзистор	N302AP	1			В блокнот
C1	Электролитический конденсатор	220мкФ 16В	1			В блокнот
C2, C3	Конденсатор	4700 пФ	2			В блокнот
R1, R6	Резистор	4.7 кОм	2			В блокнот
R2	Резистор	2.2 кОм	1			В блокнот
R3	Резистор	27 кОм	1			В блокнот
R4	Переменный резистор	150 кОм	1			В блокнот
R5	Резистор

Рассмотрим принцип импульсного регулирования сопротивления роторной цепи асинхронного двигателя, обеспечивающего, в конечном итоге, регулирование скорости двигателя (рис. 2.1).

Для уменьшения массогабаритных показателей добавочного сопротивления R доб (рис. 2.1, а) и упрощения схемы управления, R доб обычно включается в цепь выпрямленного тока ротора. Значение сопротивления цепи ротора изменяется импульсным методом с помощью коммутатора К, шунтирующего резистор R доб. При замкнутом ключе К коммутатора из цепи ротора выведено дополнительное сопротивление R доб, чему соответствует механическая характеристика 1 (рис. 2.1, б), близкая к естественной характеристике двигателя. Отличие характеристики 1 от естественной обусловлено наличием в роторной цепи собственного эквивалентного сопротивления неуправляемого выпрямителя UZ и сопротивления сглаживающего дросселя L (см. рис. 2.1, а).

Если ключ К включать и отключать с определённой, достаточно высокой частотой f к = 1/T к, то выпрямленный ток

(i dp), пропорциональный фазному току ротора (i 2), будет колебаться около некоторой средней величины (I dр), не достигая при этом своих установившихся значений (рис. 2.2). Амплитуда колебаний тока зависит от частоты коммутации (f к) и значения суммарной индуктивности выпрямленной цепи ротора (L d): чем больше частота и индуктивность, тем меньше амплитуда колебаний. В промышленных приводах частота коммутации устанавливается постоянной на уровне 200…500Гц. Значение индуктивности (L d)выбирается в зависимости от желаемого уровня пульсаций тока ротора (0,02…0,05) I dpн.

Среднее значение выпрямленного тока ротора (I dp), которым определяется момент двигателя при данном скольжении, зависит от скважности (относительной продолжительности включения) процесса коммутации ключа К:

Чем больше скважность, то есть чем больше время замкнутого состояния ключа К на периоде коммутации (Т к), тем больше среднее значение тока (I dp).

Таким образом, периодически замыкая и размыкая ключ коммутатора с определённой частотой f к и регулируемой скважностью (ε), можно, если пренебречь пульсациями, плавно изменять сопротивление роторной цепи.

Принципиальная схема силовой части асинхронного электропривода с импульсным регулированием выпрямленного тока ротора приведена на рис. 2.3. В цепи ротора двигателя включён неуправляемый выпрямитель UZ, собранный по трёхфазной мостовой схеме. Цепь выпрямленного тока ротора содержит дроссель L и добавочный резистор R доб, периодически шунтируемый тиристором VS1 тиристорного коммутатора.

Работа тиристорного коммутатора происходит следующим образом. При подаче управляющего импульса на вспомогательный коммутирующий тиристор VS к, он открывается, и происходит заряд коммутирующего конденсатора С к выпрямленным током выпрямителя UZ полярностью (см. рис. 2.3).

По окончании процесса заряда весь выпрямленный ток (i dp) протекает через резистор R доб. Тиристор VS к закрывается (напряжение между анодом и катодом его имеет отрицательную полярность). Если теперь подать управляющий импульс на тиристор VS1, то он откроется (полярность напряжения, прикладываемая к электродам «анод – катод», имеет положительный знак). Резистор R доб будет зашунтирован. Ток ротора из-за наличия индуктивности роторной цепи нарастает по экспоненциальному закону. Происходит колебательный перезаряд конденсатора С к через

диод VD к и дроссель L к полярностью, показанной (см. рис. 2.3) в скобках. При повторном открывании VS к это напряжение прикладывается положительным потенциалом к катоду тиристора VS1, что приводит к его закрыванию. Выпрямленный ток ротора спадает по экспоненциальному закону. Происходит вновь колебательный перезаряд конденсатора С к через дроссель L к и диод VD1 полярностью, показанной (см. рис.2.3) без скобок. Далее цикл повторяется.

Если э
лектропривод длительное время работает на полной скорости, когда тиристор VS1 открыт, то конденсатор С к должен достаточно долго сохранять свой заряд для последующего гашения тиристора VS1. Поскольку время сохранения полного заряда конденсатора ограничено, в коммутатор введена цепь подзаряда конденсатора. Подзаряд конденсатора осуществляется от дополнительного выпрямителя UZ к через цепь, образованную С к -VS1- L к — R к -UZ к. Резистором R к устанавливается требуемое значение зарядного тока.

Открытому состоянию тиристора VS1 соответствует механическая характеристика 1 (см. рис. 2.1, б), закрытому – характеристика 4. Соотношение открытого и закрытого состояния определяет скважность процесса коммутации и вид механической характеристики. При постоянной скважности 0 < ε < 1 получается характеристики типа 2 или 3 (см. рис. 2.1, б), причём ε 2 > ε 3 .

Среднее значение импульсного регулируемого сопротивления (R d) линейно зависит от скважности :

R d = R доб ×(1 - ε) (2.1)

и определяет среднее значение выпрямленного тока ротора:

Здесь E do – среднее значение выпрямленной ЭДС ротора при его неподвижном состоянии; S – скольжение; R э – эквивалентное сопротивление цепи выпрямленного тока ротора, которое определяется по формуле:

где m – пульсность выпрямителя (для мостовой схемы m = 6); Х д – индуктивное сопротивление фазы двигателя, приведённое к цепи ротора; R д – активное сопротивление фазы двигателя.

Индуктивное сопротивление фазы двигателя, приведённое к цепи ротора, определяется следующим образом:

Х д = Х 2 + Х 1 ‘,

Здесь Х 2 – индуктивное сопротивление фазы ротора; Х 1 ‘ = Х 1 /K е 2 – индуктивное сопротивление фазы статора, приведённое к ротору (K е – коэффициент трансформации двигателя).

Активное сопротивление фазы двигателя равно:

R д = R 2 + R 1 ‘,

где R 2 – активное сопротивление фазы ротора; R 1 ‘ = R 1 /K е 2 – активное сопротивление фазы статора, приведённое к ротору.

Сопротивление R доб выбирается исходя из обеспечения возможности регулирования скорости во всём диапазоне изменения нагрузок. В частности, его можно выбрать таким, чтобы начальный пусковой момент на характеристике 4 (см. рис. 2.1, б) был меньше момента холостого хода М хх.

Если же в связи с особенностями производственного механизма (например, при активном моменте нагрузки) наличие «мёртвой зоны», где невозможно регулирование скорости (см. рис. 2.1,б, участок между характеристикой 4 и осью ординат), недопустимо, то

последовательно с резистором R доб можно включить конденсатор С1, как это показано штриховой линией (см. рис. 2.3). При полном заряде конденсатора С1 и закрытом тиристоре VS1 ток в цепи ротора будет равен нулю, то есть граничная механическая характеристика будет совпадать с осью ординат, «мёртвая зона» будет отсутствовать.

Параметры элементов, составляющих схему коммутатора (значения сопротивлений, индуктивностей, ёмкостей) определяются исходя из обеспечения качественного процесса коммутации. Выбор элементов производится после анализа электромагнитных переходных процессов в цепи ротора, который позволяет рассчитать максимальные значения напряжений и токов для всех элементов роторной цепи.

Рассмотрим один из вариантов схемы управления тиристорным коммутатором (рис. 2.4). Она состоит из пяти основных узлов: генератора пилообразных импульсов, компаратора, детектора фронта, формирователя и узла токоограничения. Генератор пилообразного напряжения построен на трёх операционных усилителях А1, А2, А3 и вырабатывает напряжение U оп (рис. 2.5). Наклон кривой пилообразного напряжения определяется ёмкостью конденсатора С1 (см. рис. 2.4), сопротивлением R1 и значением напряжения (U п). Период колебаний генератора задаётся операционным усилителем А2 и значением прямого п
адения напряжения на диоде VD2.

Операционный усилитель А4 используется в качестве суммирующего усилителя

сигнала задания и обратной связи. На усилителе А5 реализован компаратор, при напряжении U у, превышающем U оп на выходе А5, появляется импульс U а (см. рис. 2.5).

Одновибраторы, реализованные на элементах D1, D2 и D5, D6, выполняют функцию детектора фронта и выдают положительные импульсы U в и U с при наступлении, соответственно, фронтов нарастания и спадания сигнала U а. Продолжительность импульсов может регулироваться в пределах 20…200 мкс, для обеспечения надёжного открытия тиристоров VS1 и VS к коммутатора сопротивлениями R13, R14 и конденсаторами С2, С3 (см. рис. 2.4).

Импульсы U в и U с поступают на формирователи, выполненные на базе транзисторов Дарлингтона VT1,VT2 и VT3, VT4 и импульсных трансформаторов. На усилителе А6 и триггере D7 реализован узел токовой защиты, блокирующий поступление управляющих импульсов на тиристор VS1.

Если в переходных режимах изменение напряжения управления (U у) происходит достаточно медленно по сравнению с периодом коммутации, то тиристорный коммутатор со схемой управления можно представить как безинерционное звено с ограничением. Входной величиной этого звена является управляющее воздействие (U у), выходной – скважность (e). Регулировочная характеристика коммутатора имеет вид (рис. 2.6).

Коэффициент передачи звена может быть подсчитан по выражению:

где U уmax – максимальное значение опорного пилообразного напряжения. Значение U у = U уmax соответствует e = 1.

Если учесть дискретность управления системы управления коммутатором, передаточная функция коммутатора может быть описана выражением:

W к (p) = K у , (2.5)

где τ у – время чистого запаздывания, вносимое системой управления, τ у ~ T к /2.

Импульсные регуляторы напряжения

Преобразователи постоянного напряжения

К преобразователям постоянного напряжения относятся импульсные регуляторы напряжения и широтно-импульсные преобразователи.

Импульсные регуляторы напряжения применяются для регулирования постоянного напряжения. По сравнению с другими методами регулирования они обеспечивают лучшие энергетические характеристики, имеют меньшую массу и габариты.

Принцип импульсного регулирования заключается в том, что источник постоянного тока периодически подключается к нагрузке с некоторой частотой. Длительность интервала подключения t u за один период T определяет величину напряжения на нагрузке. Нагрузке (если она активная) придаётся индуктивный характер с помощью дросселя L . Параметры цепи выбирают таким образом, чтобы постоянная времени цепи нагрузки значительно превышала период коммутации тока. При этом в цепи нагрузки обеспечивается непрерывное протекание тока с допустимой пульсацией.

Схема импульсного регулятора понижающего типа приведена на рис. 3.1 (a), временные диаграммы работы этой схемы – на рис. 3.1 (б).

При включённом транзисторе VT ток дросселя нарастает практически по линейному закону от I min до I max . Напряжение на дросселе при этом равно:

а на нагрузке

при условии, что .

При выключенном транзисторе ток дросселя уменьшается от I max до I min , при этом напряжение на дросселе обеспечивает значение напряжения на нагрузке:

().

.

Следовательно, изменяя коэффициент заполнения управляющих импульсов, можно регулировать напряжение на нагрузке в пределах 0…E П .

С учётом падений напряжения на транзисторе и диоде реальное максимальное напряжение составляет (0.9 … 0.95)E П .

Если нагрузка имеет индуктивный характер (например, двигатель постоянного тока), то требуемое значение пульсаций тока достигается за счёт выбора частоты коммутации транзистора VT . Абсолютная величина равна:

,

и максимальное значение достигается при К З = 0.5 . С учётом этого требуемое значение частоты коммутации для обеспечения требуемого коэффициента пульсации тока равно:

.

При активном характере сопротивления нагрузки в цепь включается дроссель с индуктивностью L , который определяет пульсации тока в нагрузке. Для уменьшения индуктивности дросселя параллельно нагрузке включается конденсатор. Для обеспечения непрерывного характера тока дросселя величина должна удовлетворять условию:

При наличии конденсатора переменная составляющая тока дросселя (треугольная по форме) замыкается через конденсатор. Падение напряжения на конденсаторе, обусловленное током первой гармоники, определяет пульсации напряжения на нагрузке:

Для треугольной формы тока амплитуда первой гармоники максимальна при К З = 0.5 и составляет (согласно разложению в ряд Фурье):

.

Следовательно,

;

При использовании в качестве коммутирующего элемента мощных полевых транзисторов MOSFET и IGBT частота коммутации может составлять десятки – сотни килогерц.

При использовании тиристоров частота коммутации не превышает нескольких килогерц. Схема импульсного регулятора на незапираемом тиристоре с принудительной коммутацией приведена на рис. 3.2.

Для запирания основного тиристора VS1 используются вспомогательный тиристор VS2 и коммутирующий конденсатор С . Предварительно конденсатор С заряжается по цепи VS2 – R – Lн до напряжения питания. После включения VS1 конденсатор перезаряжается по цепи VS1 – VD1 – Lк – С , причём переходной процесс носит колебательный характер. Наличие диода VD1 приводит к тому, что в цепи протекает только первый положительный полупериод тока конденсатора, после чего напряжение на конденсаторе не изменяется. Для выключения тиристора VS1 включается тиристор VS2 и конденсатор С разряжаясь по цепи VS2 , VS1 выключает, приложенным в обратном направлении напряжением, тиристор VS1 . При этом напряжение на нагрузке скачком увеличится до значения E+Uc . Ток нагрузки на интервале коммутации остаётся неизменным, поэтому напряжение на конденсаторе изменяется по линейному закону. Когда конденсатор С разрядится до нуля, на аноде тиристора VS1 вновь нарастает прямое напряжение со скоростью . Для надёжного запирания тиристора VS1 время разряда конденсатора должно быть больше времени выключения тиристора.

Далее напряжение на нагрузке продолжает линейно снижаться до полного перезаряда конденсатора С через тиристор VS2 . Когда ток тиристора VS2 уменьшится до нуля, он выключится. Ток нагрузки замыкается по цепи диода VD 0 .

Наличие “всплесков” напряжения на нагрузке требует выбирать полупроводниковые приборы на двойное напряжение питания. Кроме того, диапазон регулирования напряжения уменьшается, так как при малых коэффициентах заполнения эти “всплески” не позволяют снизить напряжение меньше определённого уровня.

В схеме импульсного регулятора с мягкой коммутацией основной тиристор VS1 шунтируется в обратном направлении диодом VD2 (рис. 3.3).

Процесс перезаряда конденсатора С происходит так же, как и в предыдущей схеме. После включения тиристора VS2 в цепи C – Lк – VS2 – VS1 – C возникает колебательный переходной процесс перезаряда конденсатора. Когда мгновенное значение разрядного тока конденсатора равно мгновенному току нагрузки, тиристор VS1 обесточивается и далее разность токов конденсатора и нагрузки замыкается по диоду VD2 . К основному тиристору VS1 приложено обратное напряжение, равное прямому падению напряжения на диоде VD2 . Ток через VD2 должен протекать в течение времени, достаточного для выключения основного тиристора VS1 . Когда ток конденсатора станет меньше тока нагрузки происходит дополнительный заряд конденсатора током нагрузки, и напряжение на нагрузке уменьшается по линейному закону, на этом интервале разностный ток нагрузки и конденсатора замыкается через диод VD 0 . Мгновенное значение напряжения на нагрузке не превышает величину Е .

Включение параллельно основному тиристору обратного диода позволяет отдавать мощность нагрузки в источник электропитания. Такой режим возможен при переходе двигателя постоянного тока в генераторный режим (режим динамического торможения). Вместе с тем, за счёт низкого обратного напряжения, приложенного к основному тиристору, увеличивается время выключения тиристора.

Схема импульсного регулятора, позволяющего регулировать напряжение на нагрузке от E П и выше, приведена на рис. 3.4.

Повышение напряжения на нагрузке осуществляется за счёт энергии дросселя, включённого последовательно в цепь нагрузки. При включенном транзисторе VT дроссель подключается к источнику постоянного напряжения, ток дросселя линейно нарастает от I min до I max . Напряжение на дросселе практически равно E П .

Закрытый диод разделает схему на два участка. Ранее заряженный конденсатор С разряжается на нагрузку, обеспечивая непрерывность тока нагрузки.

При закрытом транзисторе ток дросселя замыкается через открывшийся диод уменьшается от I max до I min . Напряжение на дросселе меняет полярность и по отношению к нагрузке включено последовательно согласно с источником питания:

, (),

где .

Из равенства нулю среднего значения напряжения на дросселе следует:

Регулировочная характеристика (рис. 3.5) повышающего импульсного регулятора нелинейная, причём её вид зависит от соотношения сопротивлений элементов схемы (транзистора, диода, дросселя) и сопротивления нагрузки. При увеличении этого соотношения максимум напряжения уменьшается и устойчивая работа регулятора возможна до определённой величины коэффициента заполнения управляющих импульсов.

Среднее значение тока диода равно току нагрузки:

Среднее значение тока дросселя, а, следовательно, и источника постоянного напряжения равно:

.

Среднее значение тока транзистора равна:

.

Все полупроводниковые приборы должны быть выбраны на напряжение не меньше, чем максимальное значение напряжения на нагрузке.

Импульсные регуляторы для двигателей постоянного тока кроме регулирования величины напряжения, подаваемого на двигатель, должны выполнять ещё функции реверсирования (изменения полярности выходного напряжения) и динамического торможения (возврат энергии в источник постоянного напряжения при переходе двигателя в генераторный режим). Эти функции выполняются с помощью преобразователей постоянного напряжения с широтно-импульсным управлением.

Преобразователь представляет собой мостовую схему на полностью управляемых ключах, которые зашунтированы обратными диодами (рис. 3.6).

Обратные диоды используются для возврата энергии в источник, поэтому если источник постоянного напряжения не обладает двусторонней проводимостью (например, выпрямитель), то выход источника необходимо зашунтировать конденсатором С соответствующей ёмкости.

Основные параметры преобразователя определяются алгоритмом управления ключами. Различают три способа управления ключами:

Симметричный;

Несимметричный;

Поочерёдный.

При симметричном управлении ключи коммутируются попарно в противофазе. При включении ключей К1 и К4 напряжение на двигателе равно E П и имеет положительную полярность; при включении К2 и К3 напряжение на двигателе меняет полярность, оставаясь таким же по величине. Среднее значение напряжения на нагрузке определяется с учётом напряжений обеих полярностей (рис. 3.7 (а)).

Величина напряжения определяется коэффициентом заполнения управляющих импульсов: для одной пары ключей (К1 и К4 ) равен K З , а для другой (К2 и К3 ) – 1-K З :

.

В интервале изменения K З от 0 до 0.5 напряжение на нагрузке изменяется от -E П до 0, а в интервале от 0.5 до 1 – от 0 до E П .

Форма тока нагрузки имеет такой же характер, как и в импульсных регуляторах: при включённых ключах К1 и К4 ток нагрузки линейно нарастает от I min до I max , когда К1 и К4 закрыты, то ток нагрузки, определяемый индуктивностью нагрузки, через диоды VD2 и VD3 возвращает в источник энергию, запасённую в индуктивности, и уменьшается от I max до I min .

При работе нагрузки (двигатель постоянного тока) в генераторном режиме, когда э.д.с. якоря E Я больше Е П , ток нагрузки меняет своё направление и при включённых ключах К1 и К4 ток нагрузки через диоды VD1 и VD4 возвращает энергию в источник, при этом ток уменьшается от -I max до -I min , а при включенных ключах К2 и К3 ток нагрузки увеличивается от -I min до -I max , запасая энергию в индуктивности нагрузки. При изменении коэффициента заполнения управляющих импульсов изменяется величина энергии, возвращаемой в источник.

Симметричный способ управления характеризуется повышенными пульсациями тока нагрузки вследствие изменения напряжения на нагрузке от -E П до +E П , и непропорциональной зависимостью напряжения на нагрузке от коэффициента заполнения.

При несимметричном методе управления для положительной полярности напряжения на нагрузке ключи К1 и К2 управляются в противофазе, ключ К4 постоянно открыт, а К3 – постоянно закрыт. Для отрицательной полярности напряжения – наоборот: К3 и К4 управляются в противофазе, К2 – открыт, К1 – закрыт. Далее рассматривается работа преобразователя при положительной полярности напряжения на нагрузке (рис 3.7 (б)).

При открытом ключе К1 ток нагрузки увеличивается от I min до I max , напряжение на нагрузке равно +E П . Когда К1 закрывается, ток нагрузки замыкается через К4 и VD2 , уменьшаясь от I max до I min , при этом напряжение на нагрузке практически равно нулю. Коэффициент заполнения управляющих импульсов может изменяться от 0 до 1, при этом напряжение на нагрузке меняется от 0 до +E П :

При работе нагрузки в генераторном режиме при открытом К1 ток нагрузки через диоды VD1 и VD4 возвращает энергию в источник, а при открытом К2 ток нагрузки замыкается через К2 и VD4 , накапливая энергию в индуктивности нагрузки.

При недостаточно высокой граничной частоте коммутации ключей увеличить частоту пульсаций тока в нагрузке в два раза позволяет поочерёдный способ управления ключами. Если нет необходимости осуществлять режим возврата энергии в источник, то управляющее напряжение подаётся только на ключи одной диагонали: для положительного напряжения на К1 и К4 , для отрицательного – на К2 и К3 .

Форма управляющего напряжения показана на рис. 3.8 (а).

Длительность импульса изменяется в пределах от до , а паузы управляющих напряжений сдвинуты на половину периода . Напряжение на нагрузке равно напряжению питания, когда оба ключа открыты, и равно нулю, когда один из ключей закрыт. Ток нагрузки при этом замыкается через другой открытый ключ и соответствующий обратный диод. Такая ситуация возникает два раза за период управляющего напряжения, поэтому частота пульсаций напряжения и тока в нагрузке в два раза выше. Изменение длительности управляющих импульсов от до соответствует изменению коэффициента заполнения импульсов напряжения на нагрузке от 0 до 1.

Если управлять ключом К2 в противофазе с ключом К1, а ключом К3 в противофазе с ключом К4, то преобразователь может работать в режиме возврата энергии в источник при работе двигателя постоянного тока в генераторном режиме (рис. 3.8 (б)).